956-PRB中子载波映射.docx

《956-PRB中子载波映射.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《956-PRB中子载波映射.docx（8页珍藏版）》请在优知文库上搜索。

1、45G共存下PRB中子载波映射NR需要和LTE共存，所以就存在LTE-UL和NR-UL在LTE分量载波的带宽内的子载波映射问题。在LTEFDD系统的上行载波上NR和LTE的上行资源共享，如图1所示。LTE对应的下行载波不共享，即对应的LTEDL载波上没有发送NR信号。NR专用载波可用于所有下行传输，或可包括SRS传输以获得更好的大规模MlMo性能。在LTEUL载波上，NRUL信号可以通过TDM和FDM与LTEUL信号复用。(a)(b)1.TEfl!lLTEPUCCHNRGuardPeriodNRILTESRSNRSRS图1(a):NRDL载波和UL共享载波(b)NRTDD载波和UL共享载波专注

2、于使用FDM复用具有相同子载波间隔(15kHz)的NRUL和LTEUL信号的场景，为了避免NR和LTE之间的子载波间干扰(IeI),两个信号之间的子载波对准是最直接和最好的解决方案，如图2所示。在没有子载波对准的情况下，可能需要在LTE-UL和NR-UL信号之间保留一些保护带。如果NBToT载波占用部分带宽，则同样的考虑也适用。如果以跳频方式调度的eMTCUe一样，LTE信号占用UL带宽的多个不相交部分，则所需的保护频带的数量可能会变大。在NRUL使用15kHz子载波间隔的情况下，当确保NRUL和LTEUL之间的子载波对准时，可以完全避免ICI问题。实现这一目标有多种方法，具体取决于协议如何定

3、义NR的上行EARFCN： 如果LTEUL和NRUL定义为相同的中心频率(ULEARFCN)：应将7.5kHz的偏移应用于与LTEUL中相同的NRULSOFDMA基带信号生成。 如果LTEUL和NRIJL定义为不同的中心频率偏移7.5kHz：NRULSOFDMA基带信号生成不需要应用7.5kHz偏移。考虑到在未配对频谱中，NR的DL和UL子载波最好对齐（例如，在相同子载波间隔的情况下），如果NRDL和NRUL定义为相同的中心频率，则NRDL和NRUL都应应用7.5kHz偏移或不应用偏移。基于上述原理，图3示出了与LTEUL共享的成对频谱中NR的子载波映射，图4示出了未成对频谱中NR的子载波映射

4、。LTE UL subcarrierboundaryNRULsubcarrier / boundary1.TEULNRUL图3:与LTEUL共享的配对频谱中NR的子载波映射DLDCisULDCismodulatedinNRmodulatedinNRNRsubcarrierboundary图4：非对称频谱中NR的子载波映射（或具有灵活双工连接的配对频谱）假设LTE-UL和NR-UL在LTE频带中定义为相同的上行中心频率(UL-EARFCN),则可以在NR-UL和NR-DL的基带中实现7.5kHz的移位，就像在具有非常低基带复杂度的LTE上行中所做的一样。此外，还可以考虑7.5kHz的移位可用于N

5、R,或使这种配置可用于某些频带。虽然这在基带上是可行的，并为NR提供了额外的灵活性，但基带信号生成的固定定义似乎足以确保NRDL与NRUL子载波的对齐，以及NRUL和LTEUL子载波的对齐。支持子载波间隔相同的NRDL和NRUL之间的子载波对齐。对于LTE-UL,DC可以位于两个子载波之间的中心。发射机和接收机侧分别受到TXDC和RXDC的影响。接收机处的RXDC造成的影响比发射机处的TXDC严重得多。然而，可以在上行接收机(gNB)上提供更高的复杂性，因此几乎可以消除RXDC问题，从而不会导致性能下降。这是LTE-UL中没有定义显式DC子载波的主要原因。虽然受到UE复杂性的限制，但UE侧的U

6、ETxDC抑制技术(例如DC校准、DC偏移调整)在LTE中相当成熟，因此UETxDC的直流泄漏非常有限，如3GPPTS36.IOl(表6.5.2.2.IT)所要求的，例如-25dBc直流泄漏。因此，直流泄漏对DFT-s-OFDM性能的影响可以忽略不计。由于NR在上行中也支持CP-OFDM,因此有兴趣了解直流泄漏对CP-0FDM波形的影响程度，尤其是在两个不同的直流位置，即距离子载波中心7.5KHZ或15KHZ和30KHZSCS的一个子载波上。此处提供了链路级模拟结果，以评估此类影响。DMRS模式和DC位置的图示如图5所示。根据图6T/2/3和图7-1/2/3中分别针对15KHZ和30KHZ的曲

7、线，可以观察到，无论直流位置如何，由UL直流失真引起的解调性能退化都非常有限。对于30KHZ和15KHZSCS,不同DC位置的UE发射机DC对上行解调性能的影响几乎相同。为了进一步评估当DC置于其中一个DMRSRE上时DC失真对信道估计的影响，图A1T/2显示了所有调度的25个RB(与RS子载波功率情况相比，相对较大的DC功率)的瞬时信道估计。可以观察到，当使用最小二乘(LS：leastsquare)估计时，直流失真会影响DMRSRE的信道估计，并且直流被置于On位置。此外，还评估了信道估计的均方误差(MSE：meansquarederror),相应结果如图A-3所示。结果还表明，在LTEUL

8、和NRUL之间实现子载波对准时，对DC没有严重影响。图5:15KHZ的DMRS模式和不同直流位置的说明MO*M11.IR.TXDCP92.lP.T3D06QM1/2.1RB.TDlX3OOm88*snnJ4IMrcrtcn-OCOMftM-DCDMftS75KHt-OCMtwOMQS(a)QPSK1/2(b)16QAM1/2(c)64QAM1/2图67:使用15KHzSCS对IRB的直流失真(-25dBc)的影响(a)QPSK1/2(b)16QAM1/2(c)64QAM1/2图6-2:3RB的SCS为15KHZ的直流失真(-25dBc)的影响OPSKS.29.TCCC300CO*MIR2*PB

9、.TDvCJXM-WgEQn-DCnOMRS4)KH-OCw0MftS-75KWa-3M8RSG4QAM11.2W.TDLCXDniSNR(dB)SNR(dB)SNR(dB)(a)QPSK1/2(b)16QAM1/2(c)64QAM1/2图6-3:使用15KHzSCS对25RB的直流失真(-25dBc)的影响OPSK1/2.1P8.T4fcrt-0C，5小OCM6CAoSSNR(dB)SNR(dB)(a)QPSK1/2(b)16QAM1/2(c)64QAM1/2图7-2:使用30KHzSCS对3RB的直流失真(-25dBc)的影响CPSK1/2.2W.x,300h56Q*MIQ.2W8,TDLCX0r-kdlc!n-XC0MRS4)KHx-DCcn0MRS-75KHt-加-DC.-0CoDWP75MDCnd PBZ=E一7.5kHz misalignment and filter7.5kHz misalignmentSkHz misalignment and fitter5kHz misalignmentalignment72 subcarrier200220 22 240260280300Subcarrier index图5：由于子载波失调而引起的子载波间干扰